混合级联H桥逆变器的调制策略优化方法

顾军; 宋飞; 李平; 李登魁; 许天; 史泓

doi:10.13336/j.1003-6520.hve.20210210

混合级联H桥逆变器的调制策略优化方法

安徽理工大学电气与信息工程学院，淮南 232001

基金项目:

国家自然科学基金 51607003

详细信息

作者简介:
宋飞, 1996—，男，硕士生, 主要从事电力电子与电力传动方面的研究, E-mail: 1975751574@qq.com

李平, 1981—，男，博士，副教授，硕导, 主要从事高电压与绝缘技术方面的研究, E-mail: kunguoli@126.com

李登魁, 1995—，男，硕士生, 主要从事电力电子与电力传动方面的研究, E-mail: 1838350477@qq.com

通讯作者:
顾军(通信作者), 1978—，男，博士，副教授，硕导, 主要从事电力电子与电力传动方面的研究, E-mail: jungu@qq.com

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出版历程
- 收稿日期: 2021-02-02
- 修回日期: 2021-04-01
- 刊出日期: 2022-02-27

Modulation Strategy Optimization Method of Hybrid Cascaded H-bridge Inverter

School of Electrical and Information Engineering, Auhui University of Science and Technology, Huainan 232001, China

Funds:

National Natural Science Foundation of China 51607003

More Information

Author Bio:
SONG Fei

LI Ping, Ph.D., Associate professor

LI Dengkui

Corresponding author:
GU Jun, Ph.D., Associate professor, Corresponding author

摘要

摘要: 多低压单元的混合级联H桥逆变器在电平切换时由于具有更多冗余开关状态，通过多载波移幅法对低压单元调制能很好地解决电流倒灌问题，但多载波移幅法由于自身特点存在级联单元输出功率不均衡、逆变器输出电压等效开关频率不高等不足。为此，针对直流侧电压比1:1:2的混合级联九电平逆变器，提出一种脉冲宽度调制与阶梯波调制相结合的混合调制策略，使得高压单元工作在基频状态，低压单元通过类似单极性倍频的混合调制法工作在高频，提高了逆变器输出电压的等效开关频率，同时低压单元采用1/4周期循环调制的方法在半个周期内实现低压单元间输出功率均衡，并通过仿真和实验结果分析验证了理论分析的可行性和正确性。
- 混合级联逆变器 /
- 载波移幅 /
- 等效开关频率 /
- 1/4周期循环 /
- 功率均衡
Abstract: Hybrid cascaded H-bridge inverters with multiple low-voltage cells have more redundant switching states during level switching. The carrier amplitude shift method can well solve the current backflow problem for low-voltage cells modulation. However, due to its own characteristics, the multi-carrier amplitude shift method has the disadvantages of unbalanced output power of cascaded cells and low equivalent switching frequency of inverter output voltage. For this reason, for the hybrid cascaded nine-level inverter with a DC side voltage ratio of 1:1:2, a hybrid modulation strategy combining PWM modulation and ladder wave modulation was proposed to enable the high-voltage cells to work in the fundamental frequency state, and to enable the low-voltage cells to work at high frequency through a hybrid modulation method similar to unipolar frequency multiplication, which improved the equivalent switching frequency of the inverter output voltage. At the same time, the low-voltage cells adopted a 1/4 cycle cyclic modulation method to realize the low-voltage cells within half a cycle. The output power was balanced between the two, and the feasibility and correctness of the theoretical analysis were verified through simulation and experimental results analysis.
- hybrid cascaded inverter /
- amplitude-shifted /
- equivalent switching frequency /
- 1/4 cycle rotation /
- power balance

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0. 引言

随着电力电子技术的飞速发展，多电平逆变器在高压大功率场合得到了越来越多的应用，其中级联H桥逆变器^[1-3]由于结构简单、谐波特性好、功率等级高等优点已经成为了在大功率场合使用最为广泛的拓扑之一。但对于该拓扑而言，增加输出电压的电平数，提高输出的电压波形质量，就需要增加级联单元的数量，这无疑增加了成本，也使得控制更为复杂。因此，Manjrekar提出直流侧电压不对称的混合级联H桥逆变器的拓扑结构^[4]，该拓扑可以在输出同等电平数量的电压情况下，减少级联单元的数量。

混合级联H桥逆变器根据直流侧电压比的不同可以分成多种不同类型的结构，有常见的电压比为1:2^[5-8]、1:3^[9]的结构，也有1:1:2等多低压单元^[10]的结构。多低压单元的混合级联逆变器在电平跳变时，往往有更多的冗余开关状态，不需要设计更多的载波和额外的逻辑重组，通过合理的选择就可以解决电流倒灌问题。

混合级联拓扑中的调制技术近年来受到了学者们的广泛关注^[11-15]，作为混合级联H桥逆变器的关键技术，直接决定了输出波形的质量和系统性能。文献[15]对多低压单元混合逆变器调制时，发现存在输出功率不平衡问题。目前，解决这种功率均衡问题的主要手段有：载波重构法^[16-17]和脉冲分配法^[18-20]。文献[16]利用载波移相和载波同向移幅的载波特点对载波进行重新构造，实现全调制范围内的输出功率平衡控制；文献[17]通过三次载波改造，可以使各级联单元的输出功率在1/2载波构造周期内完成功率平衡，然而载波构造法得到的载波比传统的三角载波复杂的多，数字实现不易。文献[18]对预调制得到的开关脉冲信号进行1/4周期循环轮换，使输出功率满足3/4周期平衡。文献[19-20]针对多低压单元的混合级联H桥拓扑，采用一个逻辑函数对开关管的脉冲信号进行重新逻辑运算，使等电压单元输出功率在1/2周期内实现平衡，但不具备等效开关频率倍频效果。文献[18-20]对低压单元部分调制都使用了多载波调制，这增加了控制的复杂性。

为了简化控制，提高输出电压的等效开关频率，实现低压单元输出功率均衡，本文针对电压比为1:1:2的混合级联九电平逆变器，提出一种改进的混合调制方法，最后通过仿真和实验结果验证了该方法的正确性和有效性。

1. 拓扑结构及工作原理

电压比1:1:2的混合级联H桥逆变器拓扑结构如图 1所示，该拓扑由2个直流源为E的低压单元H1、H2和一个直流源为2E的高压单元H3组成，Q_ij表示功率开关器件，其中i=1、2、3，j=1、2、3、4，R和L分别是负载侧电阻和电感。逆变器输出电压为u_out且满足

${u_{{\rm{out}}}} = {u_{{{\rm{H1}}}}} + {u_{{{\rm{H2}}}}} + {u_{{{\rm{H3}}}}}$

(1)

图 1 混合级联H桥拓扑结构

Figure 1. Hybrid cascaded H-bridge topology

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式中：u_H1、u_H2、u_H3分别为H1、H2、H3的输出电压。

逆变器输出电流为

${i_ {\rm{o}}} = {I_ {\rm{m}}}\sin (\omega t + \varphi )$

(2)

式中：I_m为i_o的幅值；ω为角频率；ϕ为i_o的初始相位。

该拓扑的逆变器可以输出±4E、±3E、±2E、±E、0共9个电平，逆变器输出电压状态与各级联单元输出电压的关系如表 1所示。由表 1可知，输出电压u_out在电平切换时，有多种电平合成方式可供选择，所以可以通过合理的选择电平合成方式来解决电流倒灌问题。

表 1 逆变器输出电压状态与级联单元的关系

Table 1. Relationship between inverter output voltage status and cascade cells

u_H1	u_H2	u_H3	u_out	u_H1	u_H2	u_H3	u_out
E	E	2E	4E	–E	–E	–2E	–4E
E	0	2E	3E	–E	0	–2E	–3E
0	E	2E	3E	0	–E	–2E	–3E
–E	E	2E	2E	–E	E	–2E	–2E
0	0	2E	2E	0	0	–2E	–2E
E	–E	2E	2E	E	–E	–2E	–2E
E	E	0	2E	–E	–E	0	–2E
–E	0	2E	E	E	0	–2E	–E
0	–E	2E	E	0	E	–2E	–E
0	E	0	E	0	–E	0	–E
E	0	0	E	–E	0	0	–E
0	0	0	0	0	0	0	0
–E	–E	2E	0	E	E	–2E	0

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2. 调制策略

2.1 混合载波层叠调制策略

混合载波层叠调制策略如图 2所示，v_ref为正弦调制波，v_m为低压单元的调制波，v_l1、v_l2、v_r1、v_r2都是幅值为E的三角载波，相邻载波之间的垂直偏移量为E。

图 2 混合载波层叠调制策略

Figure 2. Hybrid carrier stacked modulation strategy

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图 2中，高压单元采用阶梯波调制，脉冲信号由调制波v_ref与±2E比较得到；低压单元采用载波反向层叠调制，v_m与v_l1、v_r1比较得到H1单元的脉冲信号，v_m与v_l2、v_r2比较得到H2单元的脉冲信号。其中，v_m是由v_ref与高压单元输出电压u_H3相减得到。低压单元输出电压u_H1、u_H2与高压单元输出电压u_H3的极性在一个周期内始终相同，所以不存在电流倒灌问题。

图 2中，低压单元的输出电压u_H1、u_H2的导通时间不同，而级联结构本身就是模块单元之间的串联，各单元的输出电流相等，又级联单元平均输出的功率满足式(3)中的关系，所以低压单元输出功率不等。

${p_n} = \frac{1}{{{\mathtt{π}} }}\int_0^{{\mathtt{π}}} {{u_n}{i_o}{d}(\omega t)}$

(3)

式中： ${p_n}$ 、 ${u_n}$ 分别为第n个单元的平均输出功率和瞬时输出电压；n为单元序数，n=1，2，3，…。

低压单元输出功率不平衡的本质是由于级联单元的功率器件的开关频率以及导通时间不同所致，同时功率器件的开关频率不同会引起低压单元间的开关损耗不一致，进而导致低压单元的功率器件使用寿命差异大，增加了系统的维修成本。

2.2 改进的混合调制策略

为了进一步解决输出功率不均衡问题以及多载波层叠调制法等效开关频率不高的问题，本文提出了改进混合调制策略，使低压单元采用脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)调制与阶梯波调制混合的调制策略，提高了逆变器输出电压的等效开关频率，实现了倍频效果，同时提出一种功率均衡方法，实现了低压级联单元输出功率的均衡控制。下面从调制原理和功率均衡控制2方面依次深入分析改进的混合调制策略。

2.2.1 调制原理分析

图 3所示为高压单元的调制原理，同图 2中一样采用阶梯波调制，其调制波为基准正弦信号v_ref，设v_ref为

${v_{{\rm{ref}}}} = 4ME\sin (\omega t)$

(4)

图 3 高压单元调制

Figure 3. Modulation of high voltage cells

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式中，M为调制比。

调制波v_ref与电位信号±2E比较生成高压单元H3的脉冲信号，S₃₁、S₃₂分别为高压单元H3的左上、右上管脚的驱动信号，可见高压单元工作在基频状态。

低压单元的调制如图 4所示，v_ma为改进后的调制波，v_c为三角载波，幅值为E，频率为图 2中三角载波的1/2。其中v_m满足以下关系

${v_ {\rm{m}}} = \left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {{v_\text{ref}} - 2E{\text{, }}\quad{v_\text{ref}} > 2E{\text{ }}} \\ {{v_\text{ref}}{\text{, }}\quad - 2E < {v_\text{ref}} < 2E{\text{ }}} \\ {{v_\text{ref}} + 2E{\text{, }}\quad{v_\text{ref}} < 2E{\text{ }}} \end{array}} \right.$

(5)

图 4 低压单元的调制

Figure 4. Modulation of low voltage cells

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v_ma可表示为

${v_{ma}} = \left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {{v_\text{ref}} - E{\text{, }}\quad E < {v_\text{ref}} < 2E{\text{ }}} \\ {{v_\text{ref}} - 2E{\text{, }}\quad 2E < {v_\text{ref}} < 3E{\text{ }}} \\ {{v_\text{ref}} - 3E{\text{, }}\quad 3E < {v_\text{ref}} < 4E{\text{ }}} \\ {{v_\text{ref}}{\text{, }} \quad- E < {v_\text{ref}} < E{\text{ }}} \\ {{v_\text{ref}} + 3E{\text{, }}\quad - 4E < {v_\text{ref}} < - 3E{\text{ }}} \\ {{v_\text{ref}} + 2E{\text{, }}\quad - 3E < {v_\text{ref}} < - 2E{\text{ }}} \\ {{v_\text{ref}} + E{\text{, }} \quad- 2E < {v_\text{ref}} < - E{\text{ }}} \end{array}} \right.$

(6)

图 4中，H1单元采用PWM调制，H2单元采用阶梯波调制，具体操作如下：对于H1单元，v_ma > v_c时，H1单元的Q₁₁导通，否则关断；v_ma的反向调制波–v_ma > v_c时，H1单元的开关管Q₁₂导通，否则关断。对于H2单元，前半周期时，Q₂₂一直导通，v_m > E时，Q₂₁导通，否则关断；在后半周时，S₂₁一直关断，v_m < –E时，Q₂₂导通，否则关断。

逆变器的输出电压如图 5所示，H1单元工作在高频状态，H2单元采用阶梯波调制，工作在低频状态，H1、H2低压单元在1个周期内输出电压极性始终相同，所以不存在电流倒灌问题。由图 5也可以看出，u_out与图 2中的逆变器输出电压的等效开关频率近似相等，而开关频率仅为图 2中的1/2，所以改进的混合调制策略使用相等的开关频率，逆变器输出电压的等效开关频率可以实现倍频效果。

图 5 逆变器输出波形

Figure 5. Output waveform of inverter

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由2.1节分析可知，H1单元和H2单元的开关频率和导通时间不等，所以仍存在开关损耗不一致，输出功率不均衡的问题。

2.2.2 功率均衡条件分析

由2.2.1节分析可知，改进的混合调制策略在保证输出电压等效开关频率近似相等的情况下，减少了载波数量，提高了等效开关频率，但低压单元输出功率不平衡。为了深入研究低压侧级联单元输出功率的平衡条件，对其输出电压平均值进行分析。

如图 6所示，v_m为2个低压单元输出电压的等效波形，根据1/4周期对称性，将v_m的1个周期划分为4个区域，即区域1、区域2、区域3、区域4，V₁₁、V₁₂、V₁₃、V₁₄分别是单元1在4个区域内的输出电压平均值波形，V₂₁、V₂₂、V₂₃、V₂₄分别是单元2在4个区域内的输出电压平均值波形。其中，在区域1内低压单元输出电压平均值表示式为：

${V_{11}} = \left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {4ME\sin (\omega t), \quad 0 < \omega t < {\theta _1}{\text{ }}} \\ {4ME\sin (\omega t) - E, \quad{\theta _1} < \omega t < {\theta _2}{\text{ }}} \\ {4ME\sin (\omega t) - 2E, \quad{\theta _2} < \omega t < {\theta _3}{\text{ }}} \\ {4ME\sin (\omega t) - 3E, \quad{\theta _3} < \omega t < {{{\mathtt{π}} } \mathord{\left/ {\vphantom {{{\mathtt{π}} } {2{\text{ }}}}} \right. } {2{\text{ }}}}} \end{array}} \right.$

(7)

${V_{21}} = \left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {0, {\text{ }}0 < \omega t < {\theta _1} \cup {\theta _2} < \omega t < {\theta _3}{\text{ }}} \\ {E, {\text{ }}{\theta _1} < \omega t < {\theta _2} \cup {\theta _3} < \omega t < {{{\mathtt{π}} } \mathord{\left/ {\vphantom {{{\mathtt{π}} } 2}} \right. } 2}} \end{array}} \right.$

(8)

图 6 输出电压平均值波形

Figure 6. Average output voltage waveform

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式中，θ₁、θ₂、θ₃分别为

$\left\{ {\begin{array}{*{20}{c}} {{\theta _1} = \arcsin \left( {\frac{1}{{4M}}} \right)} \\ {{\theta _2} = \arcsin \left( {\frac{1}{{2M}}} \right)} \\ {{\theta _3} = \arcsin \left( {\frac{3}{{4M}}} \right)} \end{array}} \right.$

(9)

其他区域的输出电压表达式也可同理求出，每个区域内的低压单元的输出功率平均值为

${P_{mn}} = \frac{2}{{{\mathtt{π}} }}\int_{\frac{{{\mathtt{π}} }}{{2}}(n - 1)}^{\frac{{{\mathtt{π}} }}{{2}}n} {{u_{mn}}{i_o}{d}(\omega t)}$

(10)

式中： ${u_{mn}}$ 为第m个区域n单元内的输出电压；m为1个周期内的区域序数，m=1、2、3、4。

由于输出电压具有正负半周对称性，而同级联单元电流相同，所以级联单元正半周的输出功率与负半周期的输出功率相等，即P₁₁=P₁₄、P₁₂=P₁₃、P₂₁=P₂₄、P₂₂=P₂₃。又级联单元输出电压具有1/4周期对称性，所以级联单元输出电压满足：V₁₁=V₁₂、V₁₃=V₁₄、V₂₁=V₂₂、V₂₃=V₂₄，此时P₁₁=P₁₂=P₁₃=P₁₄、P₂₁=P₂₂=P₂₃=P₂₄，也就是一个级联单元输出功率在1个周期的4个单元内都是相等的。对2个低压单元进行功率均衡控制，只要这2个级联单元在1个周期中分别输出2个周期的P₁₁、P₂₁，即可实现功率均衡。

2.2.3 功率均衡方法

对改进的混合调制策略进行功率均衡优化控制，如图 7所示，高压部分调制方法不变，低压部分采用2种方式循环调制，下面以低压单元1为例介绍2种方式。

图 7 优化后的低压单元调制原理

Figure 7. Optimized modulation principle of low-voltage cells

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方式1：当v_ma > v_c时，Q₁₁导通，否则关断；–v_ma > v_c时，Q₂₁导通，否则关断。

方式2：正半周期时，低压单元的原调制波v_m > E时，Q₁₁导通，否则关断；负半周期时，v_m < –E时，Q₂₁导通，否则关断。

假设在1个调制周期内，区域1中，级联单元1采用方式1调制得到输出平均电压V₁₁，级联单元2采用方式2调制V₂₁；区域2中，调制方式进行循环，即：级联单元1采用方式2调制得到V₂₂，级联单元2采用方式1调制得到V₁₂，其他区域的电压同理可得。

此时，正半周期内级联单元输出功率为

${P_{o1}} = {P_{11}} + {P_{22}}$

(11)

级联单元2输出半个周期的输出功率为

${P_{o2}} = {P_{12}} + {P_{21}}$

(12)

又因为P₁₁=P₁₂、P₂₁=P₂₂，所以2个低压级联单元输出功率在半个周期内实现功率均衡。此时逆变器输出电压如图 8所示，对高压单元无影响，最终级联单元总输出电压保持不变。

图 8 调制策略优化后逆变器输出电压

Figure 8. Inverter output voltage after optimization of modulation strategy

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低压单元的开关状态如图 9所示，S₁₁、S₁₂分别与S₂₁、S₂₂在半个周期内关于区域分界线对称，所以2个单元之间的对应功率器件开关频率相同，开关损耗相等。在同一级联单元内，左、右桥臂的开关信号关于1/2周期对称，所以H桥单元内功率器件的开关损耗也是相等的，这样保证了H桥内各个功率器件在使用过程中损耗程度保持一致，从而提高了功率器件的使用寿命。

图 9 低压单元的开关状态

Figure 9. Switch status of low-voltage cells

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3. 仿真分析

为验证本文所提出方法的可行性以及理论分析的正确性，在Simulink仿真环境下，建立直流侧电压比为1:1:2的九电平混合级联H桥逆变器的仿真模型。参数设置如下：直流侧电源E=300 V，R=50 Ω，L=8.3 mH，开关频率f_c=3 kHz，调制度M=0.65、0.9。

图 10、图 11分别给出了混合级联逆变器在M=0.65、0.9时输出电压、电流波形及输出电压的频谱图，u_L为低压侧级联单元输出电压之和，u_H为高压单元的输出电压。

图 10 不同调制下逆变器输出电压及电流图

Figure 10. Output voltage and current diagram of inverter under different modulation degrees

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图 11 不同调制度下输出电压频谱图

Figure 11. Spectrogram of output voltage under different modulation degrees

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由图 10和图 11可以看出，高压单元工作在基频状态，低压单元工作在高频状态。在0.65调制度时，高压单元与低压单元输出电压相加使逆变器输出了七电平的电压波形，在0.9调制度时，逆变器输出了九电平的电压波形，逆变器的输出电流在经过滤波后得到波形质量较好的正弦波。2种调制度下输出电压频谱图如图 11所示，随着调制度的提高，输出电压基波值变大，最大谐波失真率降低，并且输出电压的最高次谐波主要集中在6 kHz，即2f_c处，所以输出电压的等效开关频率具有倍频效果，与理论分析一致。

图 12所示为调制度M=0.65、0.9时的低压单元输出功率波形图，p_o1是低压级联单元1的输出瞬时功率，p_o2是低压级联单元2的输出瞬时功率。

图 12 不同调制度下低压单元输出功率仿真波形

Figure 12. Output power waveform of low-voltage cells under different modulation degrees

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图 12中，在调制度M=0.65时，低压单元1半个周期的平均输出功率P_o1=1 139.3 W，低压单元2半个周期的平均输出功率P_o2=1 139.8 W；在M=0.9时，P_o1=2 386.2 W，P_o2=2 387.3 W，可见2个单元输出功率基本相等，证明了所提出的功率均衡调制策略可以在1/2周期实现低压单元的功率均衡。

低压单元开关状态如图 13所示，可以看出，在级联单元内部，S₁₁与S₁₂以及S₂₁与S₂₂关于1/2周期对称，即1个周期内同一H桥内各开关损耗基本相等，不同单元间，S₁₁、S₁₂与S₂₁、S₂₂关于1/4周期对称，所以H桥之间开关损耗也一致。

图 13 低压单元开关状态图

Figure 13. Switch state diagram of low-voltage cells

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4. 实验验证

为了进一步验证所提出的改进混合调制策略的正确性及可行性，搭建了1:1:2混合级联H桥逆变器实验平台。实验参数如下：直流侧电压E=24 V，电阻R=25 Ω，滤波电感L=5.6 mH，载波频率f_c= 3 kHz，载波比N=60，调制度M=0.65、0.9。

图 14和图 15为逆变器输出电压及频谱图，可以看出高压单元工作在基频状态，低压单元工作在高频，在M=0.65时逆变器输出七电平电压，在M=0.9时输出九电平的电压波形，输出电压的等效开关频率在2f_c处，与仿真分析结果相同。

图 14 逆变器的高低单元输出电压

Figure 14. Output voltage of inverter's high and low cells

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图 15 逆变器输出电压及频谱图

Figure 15. Output voltage and frequency spectrum of inverter

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图 16为逆变器低压单元开关状态图，H桥内开关状态关于1/2周期对称，H桥之间关于1/4周期对称，实现了H桥之间及H桥内开关损耗一致。图 17和图 18给出了逆变器低压侧输出功率，可见H1与H2单元的电压波形关于1/4周期对称，输出电流相同，最终输出功率也关于1/4周期对称，在1/2周期实现功率均衡，与理论分析相符。

图 16 低压单元开关状态图

Figure 16. Switch state diagram of low-voltage cells

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图 17 低压级联单元的输出功率(M=0.65)

Figure 17. Output power of low-voltage cascaded cells(M=0.65)

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图 18 低压级联单元的输出功率(M=0.9)

Figure 18. Output power of low-voltage cascaded cells(M=0.9)

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5. 结论

1）本文针对直流侧电压比为1:1:2的混合级联H桥逆变器，提出一种改进混合调制策略，减少了载波数量，简化了控制复杂性，实现了逆变器输出电压的倍频效果，该调制策略对其他多电压单元的混合级联逆变器类似。

2）分析了该拓扑低压单元功率均衡的条件，提出了一种1/4周期循环调制的功率均衡控制法，实现了半个输出电压周期输出功率均衡，同时实现了级联单元内及单元间功率开关损耗一致。

图 1 混合级联H桥拓扑结构

Figure 1. Hybrid cascaded H-bridge topology

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图 2 混合载波层叠调制策略

Figure 2. Hybrid carrier stacked modulation strategy

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图 3 高压单元调制

Figure 3. Modulation of high voltage cells

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图 4 低压单元的调制

Figure 4. Modulation of low voltage cells

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图 5 逆变器输出波形

Figure 5. Output waveform of inverter

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图 6 输出电压平均值波形

Figure 6. Average output voltage waveform

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图 7 优化后的低压单元调制原理

Figure 7. Optimized modulation principle of low-voltage cells

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图 8 调制策略优化后逆变器输出电压

Figure 8. Inverter output voltage after optimization of modulation strategy

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图 9 低压单元的开关状态

Figure 9. Switch status of low-voltage cells

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图 10 不同调制下逆变器输出电压及电流图

Figure 10. Output voltage and current diagram of inverter under different modulation degrees

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图 11 不同调制度下输出电压频谱图

Figure 11. Spectrogram of output voltage under different modulation degrees

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图 12 不同调制度下低压单元输出功率仿真波形

Figure 12. Output power waveform of low-voltage cells under different modulation degrees

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图 13 低压单元开关状态图

Figure 13. Switch state diagram of low-voltage cells

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图 14 逆变器的高低单元输出电压

Figure 14. Output voltage of inverter's high and low cells

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图 15 逆变器输出电压及频谱图

Figure 15. Output voltage and frequency spectrum of inverter

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图 16 低压单元开关状态图

Figure 16. Switch state diagram of low-voltage cells

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图 17 低压级联单元的输出功率(M=0.65)

Figure 17. Output power of low-voltage cascaded cells(M=0.65)

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图 18 低压级联单元的输出功率(M=0.9)

Figure 18. Output power of low-voltage cascaded cells(M=0.9)

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表 1 逆变器输出电压状态与级联单元的关系

Table 1 Relationship between inverter output voltage status and cascade cells

u_H1	u_H2	u_H3	u_out	u_H1	u_H2	u_H3	u_out
E	E	2E	4E	–E	–E	–2E	–4E
E	0	2E	3E	–E	0	–2E	–3E
0	E	2E	3E	0	–E	–2E	–3E
–E	E	2E	2E	–E	E	–2E	–2E
0	0	2E	2E	0	0	–2E	–2E
E	–E	2E	2E	E	–E	–2E	–2E
E	E	0	2E	–E	–E	0	–2E
–E	0	2E	E	E	0	–2E	–E
0	–E	2E	E	0	E	–2E	–E
0	E	0	E	0	–E	0	–E
E	0	0	E	–E	0	0	–E
0	0	0	0	0	0	0	0
–E	–E	2E	0	E	E	–2E	0

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参考文献(20)

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0. 引言
1. 拓扑结构及工作原理
2. 调制策略
2.1 混合载波层叠调制策略
2.2 改进的混合调制策略
2.2.1 调制原理分析
2.2.2 功率均衡条件分析
2.2.3 功率均衡方法
3. 仿真分析
4. 实验验证
5. 结论

混合级联H桥逆变器的调制策略优化方法

通讯作者: 顾军(通信作者), 1978—，男，博士，副教授，硕导, 主要从事电力电子与电力传动方面的研究, E-mail: jungu@qq.com

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出版历程

Modulation Strategy Optimization Method of Hybrid Cascaded H-bridge Inverter

Author Bio: SONG Fei LI Ping, Ph.D., Associate professor LI Dengkui

Corresponding author: GU Jun, Ph.D., Associate professor, Corresponding author

0. 引言

1. 拓扑结构及工作原理

2. 调制策略

2.1 混合载波层叠调制策略

2.2 改进的混合调制策略

2.2.1 调制原理分析

2.2.2 功率均衡条件分析

2.2.3 功率均衡方法

3. 仿真分析

4. 实验验证

5. 结论

计量

出版历程

目录

0. 引言

1. 拓扑结构及工作原理

2. 调制策略

2.1 混合载波层叠调制策略

2.2 改进的混合调制策略

2.2.1 调制原理分析

2.2.2 功率均衡条件分析

2.2.3 功率均衡方法

3. 仿真分析

4. 实验验证

5. 结论

通讯作者:
顾军(通信作者), 1978—，男，博士，副教授，硕导, 主要从事电力电子与电力传动方面的研究, E-mail: jungu@qq.com

Author Bio:
SONG Fei

LI Ping, Ph.D., Associate professor

LI Dengkui

Corresponding author:
GU Jun, Ph.D., Associate professor, Corresponding author